今天我們所使用的音頻系統(tǒng)中，全頻音箱常常被高高吊掛起來，而超低頻音箱則擺放于地面，這會(huì)在聽眾位置產(chǎn)生非常明顯的相位差，這種情況下對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行相位耦合顯得尤為重要。本文主要說明其測(cè)量過程的具體步驟，首先要了解下相位的概念。

一、極性與相位

極性只有兩個(gè)值：正和負(fù)。極性不會(huì)隨頻率而改變，但有時(shí)會(huì)因?yàn)榻渝e(cuò)音箱線而被意外改變，當(dāng)然也有可能是在焊接信號(hào)線時(shí)將端子2和端子3接反，又或者是在信號(hào)處理器中錯(cuò)誤地將某一頻段的信號(hào)極性設(shè)置反了。也有一些時(shí)候，極性可能會(huì)被故意改變，例如當(dāng)我們使用被動(dòng)分頻濾波器的時(shí)候。

相位則可以是以度為單位的任何值——連續(xù)的值。要知道某只音箱的相位響應(yīng)，我們需要進(jìn)行相位測(cè)量。

本文中的測(cè)量都是使用SATLive進(jìn)行的。每張圖的下半部顯示的是相位曲線，上半部則顯示幅頻響應(yīng)曲線。圖1中的藍(lán)線顯示的是一個(gè)典型的超低音箱的相位響應(yīng)，綠線是改變其極性之后的相位響應(yīng)，可以很清楚的看到所有頻率處都有180°的相位差。

圖1極性相反的兩條相位曲線的對(duì)比

對(duì)音響系統(tǒng)進(jìn)行相位測(cè)量，并將測(cè)量結(jié)果保存作為參考，這樣做有利于安裝系統(tǒng)后的極性校正工作。由于我們只是為了對(duì)比，所以測(cè)量位置只要是可重復(fù)的就可以了。例如可將麥克風(fēng)置于音箱中心正前方貼近面網(wǎng)的位置。這是一個(gè)易于重復(fù)的測(cè)量位置，而且測(cè)量結(jié)果不易受環(huán)境噪聲的污染。

二、是什么改變相位？

1）對(duì)于一個(gè)音響系統(tǒng)，其幅頻響應(yīng)的任何改變都會(huì)對(duì)相位響應(yīng)產(chǎn)生影響。例如，在系統(tǒng)中加入均衡時(shí)，相位曲線也會(huì)隨之改變。圖2 反映的是在處理器中對(duì)高頻段加入一個(gè)貝爾型濾波器的結(jié)果。濾波器的中心頻率為5.4kHz，帶寬為0.42 Oct，增益為+10dB。由此導(dǎo)致相位曲線的改變?yōu)橹行念l率之前上升，在此之后下降。

圖2 圖中綠色曲線顯示了貝爾型濾波器對(duì)相位響應(yīng)的影響

由于均衡會(huì)影響相位響應(yīng)，所以一旦相位耦合完成之后，就不要再對(duì)處理器的輸出通道加入均衡，尤其是在分頻點(diǎn)附近。否則我們要在均衡之后重新進(jìn)行相位測(cè)量，進(jìn)而調(diào)整（超低音箱和全頻音箱的）相位響應(yīng)之間的關(guān)系，這也是我們加入延時(shí)所要達(dá)到的目的。而對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行均衡（如在處理器上調(diào)整或調(diào)整圖示均衡器或在使用調(diào)音臺(tái)上的均衡）則不會(huì)影響到相位耦合，因?yàn)檫@些都是在分頻之前進(jìn)行的。

2）在處理器中給某個(gè)通道加入延時(shí)，或者將音箱往后移動(dòng)（比如將超低音箱移到離測(cè)量麥克風(fēng)更遠(yuǎn)的位置）會(huì)對(duì)相位響應(yīng)造成同樣的影響。圖3顯示的是給全頻音箱加入延時(shí)對(duì)其相位響應(yīng)造成的影響。藍(lán)色線表示加入延時(shí)之前的響應(yīng)，綠色線是加入0.0313ms（Δτφ=0.0313ms）延時(shí)之后得到的結(jié)果。相位的增量（Δφ°）可以應(yīng)用公式Δφ°=360f*Δτφ計(jì)算得到。

可以很清楚地看到，相位是隨著頻率而改變的并且是延時(shí)值的函數(shù)。由于是對(duì)整個(gè)頻段加入延時(shí)，所以頻率越高，或者說周期越小，相位的增量就越大，圖3中顯示了相位差隨著頻率的升高而增大。

圖3 加入延時(shí)后，高頻的相位響應(yīng)受到了較大的影響，因?yàn)橄鄬?duì)于低頻來說，同樣的延時(shí)值對(duì)于高頻造成的相位偏移的度數(shù)更大。

同樣的情況也會(huì)發(fā)生在超低音箱上。圖4中藍(lán)色線表示一個(gè)雙18”超低音箱的相位響應(yīng)，綠色線反映了將音箱向后移動(dòng)1.7米（約5.6英尺）所造成的影響。延時(shí)（此例中為物理延時(shí)）增加了通帶內(nèi)相位曲線的斜率。同樣，頻率越高影響越大。

圖4 和加入延時(shí)一樣，音箱物理位置的移動(dòng)也會(huì)影響相位。藍(lán)色線是音箱在初始位置時(shí)的響應(yīng)，綠色線是將超低音箱向后移動(dòng)1.7米之后的相位曲線。

3）分頻濾波器的類型改變也會(huì)對(duì)相位造成影響。因?yàn)椴煌�的濾波器類型，以及各自選定的斜率不同，都會(huì)對(duì)相位產(chǎn)生不一樣的影響。圖5分別顯示了Linkwitz-Riley和Bessel高通濾波器的相位響應(yīng)，兩個(gè)濾波器斜率都設(shè)為24dB且低切頻率也相同。

圖5 在處理器中改變?yōu)V波器類型，對(duì)幅頻響應(yīng)和相位響應(yīng)都會(huì)產(chǎn)生影響。上圖顯示了一個(gè)24dB/oct L-R高通濾波器（藍(lán)色）和一個(gè)24dB/oct Bessel（綠色）高通濾波器的效果，兩個(gè)濾波器的低切頻率一樣（1410Hz）。

三、相位耦合是什么？

我們之所以進(jìn)行相位耦合，是為了實(shí)現(xiàn)超低音箱和全頻音箱之間的疊加以達(dá)到最大的聲壓級(jí)，或者說避免分頻點(diǎn)附近的頻率抵消（不論是部分抵消還是完全抵消）。為了達(dá)到這個(gè)目標(biāo)，我們要將相位曲線調(diào)整到重疊。

有時(shí)候相位曲線能達(dá)到完全的重疊，有時(shí)候卻不能完全重疊——就像本文中的例子一樣，但是相比未經(jīng)相位調(diào)整的系統(tǒng)來說，總會(huì)有一定的改善。在所有的調(diào)整工作完成之后，我們需要做一個(gè)最終的頻響測(cè)試，通過與相位耦合之前的曲線比較我們就能發(fā)現(xiàn)哪些地方得到了改善。

有時(shí)候僅僅通過延時(shí)并不能達(dá)到相位曲線完全重合，我們可以使用處理器中的相位濾波器進(jìn)行進(jìn)一步的調(diào)整。然而，為了易于理解，本文中的例子只使用了延時(shí)。

四、相關(guān)性曲線

基于快速傅里葉變換的測(cè)量系統(tǒng)還可以顯示一條可以代表測(cè)量數(shù)據(jù)可靠性的曲線，即相關(guān)性曲線。很多時(shí)候相關(guān)性曲線在部分頻段的值很低（取值在0—1之間，或0%—100%之間，依不同的測(cè)量系統(tǒng)而不同）。這說明所測(cè)的曲線在該頻段的幅頻響應(yīng)和相位響應(yīng)是不可信的。

導(dǎo)致相關(guān)性曲線差的原因主要有兩個(gè)：

1)參考信號(hào)與測(cè)量信號(hào)之間不同步

我們很容易檢查出這個(gè)問題——如果我們?cè)跍y(cè)量之前沒有使用SATlive的“DelayFinder” 功能（或其它測(cè)量系統(tǒng)的對(duì)應(yīng)功能）對(duì)測(cè)量信號(hào)進(jìn)行同步的話。這時(shí)高頻部分的曲線的相關(guān)性很差，如圖6。

圖6在SATLive中，相關(guān)性的取值范圍是0-1�？梢允褂肨raceManager(曲線管理)功能儲(chǔ)存和加載相關(guān)性曲線，它會(huì)在顯示區(qū)域以更細(xì)的藍(lán)色線顯示。

2）反射

反射會(huì)降低某些頻段的的曲線的相關(guān)性，這些頻段上的測(cè)量結(jié)果也是不可信的。如果想測(cè)量這些相關(guān)性較差的頻段，我們可以改變麥克風(fēng)的位置。當(dāng)我們要調(diào)整相位時(shí)，我們就要通過相關(guān)性曲線來判斷哪些頻段的測(cè)量結(jié)果是可靠的，哪些頻段受到了反射和混響的干擾。

例１“小型模擬系統(tǒng)測(cè)量示例：超低頻音箱和全頻音箱有交叉頻率”

實(shí)際情形中的調(diào)試工作通常時(shí)間緊迫而且現(xiàn)場(chǎng)環(huán)境也遠(yuǎn)非理想，因此在第一次實(shí)際運(yùn)用之前，做一個(gè)小型模擬系統(tǒng)的示例測(cè)量有助于我們熟悉測(cè)量流程的操作。

在此我們假設(shè)你已經(jīng)知道如何使用測(cè)量系統(tǒng)進(jìn)行傳輸函數(shù)的測(cè)量，而且你所采用的測(cè)量系統(tǒng)是符合要求的。

為了實(shí)現(xiàn)參考信號(hào)和測(cè)量信號(hào)的同步，我們需要測(cè)量系統(tǒng)的脈沖響應(yīng)。由于高頻的的脈沖響應(yīng)更容易測(cè)得，所以我們先測(cè)量全頻音箱對(duì)測(cè)量信號(hào)和參考信號(hào)進(jìn)行同步。

調(diào)試中會(huì)發(fā)現(xiàn)，有時(shí)要對(duì)低頻加入延時(shí)使低音“后移”，然而當(dāng)我們需要將低音“前移”時(shí)，我們就要對(duì)低頻加入“負(fù)延時(shí)”。然而“負(fù)延時(shí)”在處理器中無法實(shí)現(xiàn)，因此我們對(duì)所有音箱設(shè)置一個(gè)初始延時(shí)，這樣就能根據(jù)需要在初始延時(shí)基礎(chǔ)上增加或減少延時(shí)。當(dāng)完成調(diào)整之后，在將所有多余的延時(shí)去掉，正如示例中所做的。

下面，我們模擬一個(gè)由18”超低頻音箱和全頻音箱組成的系統(tǒng)進(jìn)行測(cè)量。

實(shí)際系統(tǒng)中超低音箱的分頻設(shè)置如下:

高通濾波器（HPF）LR 24dB∕Oct，30Hz

低通濾波器（LPF）LR 24dB∕Oct，85Hz

全頻音箱的實(shí)際分頻設(shè)置如下：

高通濾波器（HPF）LR 24dB∕Oct，50Hz

低通濾波器（LPF）LR 24dB∕Oct，20KHz

我們?cè)诖耸褂?”的小音箱做模擬的測(cè)試，只是為了熟悉相位調(diào)整的操作步驟。由于使用的是4”的音箱在聲學(xué)上模擬一個(gè)實(shí)際的系統(tǒng)，因此我們要將系統(tǒng)的分頻頻率按比例放大。

為此我們將分頻頻率乘以實(shí)際系統(tǒng)與模擬系統(tǒng)的比率——即乘以18”∕4”=4.5。

重新得到這個(gè)縮小的模擬系統(tǒng)的分頻頻率如下：

縮小的模擬超低音箱頻率：

高通濾波器（HPF）LR 24dB∕Oct，30Hz×4.5=135Hz

低通濾波器（LPF）LR 24dB∕Oct，85Hz×4.5=382Hz

縮小的模擬中高頻音箱頻率：

高通濾波器（HPF）LR 24dB∕Oct，50Hz×4.5=225Hz

低通濾波器（LPF）LR 24dB∕Oct，20KHz

中高頻的高頻上限依然是20kHz，因?yàn)樵?0kHz以上是超聲的頻段。

測(cè)量所選用的音箱是兩只DAS Arco 4，其中一只橫放于地面作為超低音箱。另一只要擺得更高，并且在超低音箱之后15cm（6”）的位置，如圖7所示。麥克風(fēng)放置于地面距離模擬的超低音箱前方90cm（3”）的位置。

圖7例一和例二中的模擬測(cè)量系統(tǒng)的構(gòu)造側(cè)視圖

為了更好地觀察耦合之后的相位和未經(jīng)耦合的相位之間的差別，我們建議將超低音箱和中高頻音箱的交叉頻率的聲壓設(shè)置相同，此例中交叉頻率為225Hz —382Hz。

測(cè)量步驟如下：

1) 在處理器的各路輸出通道加入20ms的初始延時(shí)（這個(gè)取值是隨機(jī)的，也可設(shè)置為其它值）。

2）首先我們只開啟全頻通道，并利用SATLive中的“Delay Finder”功能找到參考通道信號(hào)和測(cè)量通道信號(hào)之間的時(shí)間差，并將這一延時(shí)值插入到參考通道，由此實(shí)現(xiàn)參考信號(hào)和測(cè)量信號(hào)的同步（詳見SATlive或你所使用的其它測(cè)量軟件的用戶手冊(cè)）。

3）測(cè)量系統(tǒng)的幅頻響應(yīng)，此時(shí)系統(tǒng)是未經(jīng)相位調(diào)整的。最糟的情況是在兩只音箱的交叉頻率處出現(xiàn)嚴(yán)重的抵消。測(cè)量結(jié)果見圖8。

圖8這里的幅頻響應(yīng)曲線就是我們要加以改善的。在400Hz處發(fā)生了頻率抵消，正好是在兩只音箱交叉頻帶范圍內(nèi)。

4）在處理器中將超低通道靜音，只開啟全頻通道。

5）測(cè)量全頻音箱的頻響曲線和相位曲線并保存，見圖9。

圖9全頻音箱的幅頻響應(yīng)和相位響應(yīng)

6）將全頻通道靜音，只開啟超低通道。

7）注意：不要再次使用“Delay Finder”（即不要將再次將參考信號(hào)和測(cè)量信號(hào)同步）。要知道我們是要比較超低音箱和中高頻音箱的相位響應(yīng)，即我們要測(cè)量的是兩個(gè)通道不同信號(hào)的到達(dá)時(shí)間的差異，到達(dá)時(shí)間是頻率的函數(shù)。因此不要在測(cè)量軟件上再次改變參考信號(hào)的同步延時(shí)。記住我們是使用全頻音箱作為時(shí)間參考，因?yàn)槿�頻的信號(hào)脈沖更易于捕捉。

8）測(cè)量超低音箱的相位曲線，并將之與全頻音箱的曲線對(duì)比。如圖10。

圖10.測(cè)量結(jié)果顯示了超低音箱和全頻音箱在交叉頻帶內(nèi)(200Hz-400Hz)的相位差。這就解釋了為什么在兩只音箱的交叉頻帶內(nèi)沒有明顯的疊加，反而在400Hz附近還發(fā)生了抵消。

9）在超低頻輸出通道上增加或減少延時(shí)，直到分頻點(diǎn)附近區(qū)域的相位曲線重疊。注意保存曲線！

兩條曲線中斜度比較陡的就是延時(shí)比較多的。因此很容易看出，我們要將綠色曲線的延時(shí)減少，也就是減少超低頻通道的延時(shí)。由于我們一開始在所有通道上都加入了20ms的初始延時(shí)，因此我們可以在此基礎(chǔ)上減小延時(shí)。

減小超低頻通道的延時(shí)，綠色曲線的斜度會(huì)減小，同時(shí)會(huì)向上移動(dòng)，最終兩條曲線會(huì)在相當(dāng)寬的頻帶上重疊。

圖11 經(jīng)過相位耦合之后的全頻音箱與超低音箱的響應(yīng)曲線�？梢钥吹皆趦芍灰粝涞慕徊骖l帶內(nèi)，相位曲線幾乎實(shí)現(xiàn)了全部重疊。

調(diào)整好的超低頻通道的延時(shí)為18.666ms。從150Hz到400Hz范圍內(nèi)，兩條相位曲線重疊，也就是說它們?cè)诮徊骖l段上相位一致。

可見在對(duì)比兩條相位曲線并想要減小它們之間的相位差時(shí)，我們要記住，斜度比較大的說明聲音到達(dá)更遲，因此要減小延時(shí)。而斜度比較小的說明聲音到達(dá)的早，需要增加延時(shí)。

本例中要記住的是，超低音箱在位置上比中高頻音箱跟靠前，所以我們可能會(huì)錯(cuò)誤地認(rèn)為超低音箱需要更多的延時(shí)。要知道濾波器會(huì)改變相位，因此我們無法預(yù)判要增加還是減少延時(shí)，只有測(cè)量之后才能判斷。讓我們看看假設(shè)我們不是減小而是增加超低頻的延時(shí)會(huì)發(fā)生什么。

我們?cè)诔�低頻通道增加延時(shí)，直到相位曲線出現(xiàn)最大重疊，如圖12。此時(shí)超低頻的延時(shí)為22.276ms。兩條相位曲線在250—300Hz范圍內(nèi)重疊，這個(gè)頻帶非常窄。250Hz以下，藍(lán)色相位曲線在綠色線之下，而高于300Hz時(shí)，綠色曲線又在藍(lán)色線之下，就是說他們之間有相位差。

圖12 在本例中，給超低音通道加延時(shí)很難實(shí)現(xiàn)在整個(gè)交叉頻段內(nèi)實(shí)現(xiàn)重疊。

10）測(cè)量系統(tǒng)的幅頻響應(yīng)并與最初的測(cè)量結(jié)果對(duì)比。如果相位已經(jīng)被正確調(diào)整，超低頻和全頻就會(huì)產(chǎn)生正向疊加，這會(huì)反映在幅頻響應(yīng)中。

在圖13中，我們可以比較未經(jīng)相位調(diào)整的系統(tǒng)（紅線）和超低頻加入22.2766ms（綠線）及18.666ms（藍(lán)線）。

圖13 在本例中，在超低通道減掉延時(shí)實(shí)現(xiàn)了兩只音箱的最優(yōu)疊加

可以很清晰地看到超低頻的延時(shí)為18.666ms時(shí)疊加的效果最好。

11）分別在超低頻通道中和全頻通道中減去二者之中較小的延時(shí)值。這樣較小延時(shí)值的輸出通道的延時(shí)就變成0ms。

此例中全頻通道的延時(shí)為20ms，超低頻通道延時(shí)為18.666ms。測(cè)量之前我們隨機(jī)設(shè)置了20ms的初始延時(shí)，這是為了能在此基礎(chǔ)上增加或減少延時(shí)。當(dāng)相位調(diào)整完成后，就不再需要過量的延時(shí)，所以在兩個(gè)通道中減去二者之中較小的延時(shí)值。使得較小延時(shí)值的輸出通道的延時(shí)為0ms。

最終，中高頻通道的延時(shí)設(shè)置為：20ms—18.666ms=1.334ms。

超低頻通道的延時(shí)為：18.666ms—18.666ms=0ms。

例2模擬系統(tǒng)測(cè)量：超低頻音箱和全頻音箱在同一頻率點(diǎn)分頻（無交叉頻段）

在一個(gè)實(shí)際的系統(tǒng)中，假設(shè)超低頻音箱的分頻設(shè)置為：

高通濾波器（HPF）LR 24dB∕Oct，30Hz

低通濾波器（LPF）LR 24dB∕Oct，85Hz

全頻的分頻設(shè)置為：

高通濾波器（HPF）LR 24dB∕Oct，85Hz

低通濾波器（LPF）LR 24dB∕Oct，20kHz

而在我們的模擬系統(tǒng)中，超低頻的分頻設(shè)置為：

高通濾波器（HPF）LR 24dB∕Oct，30Hz*4.5=135Hz

低通濾波器（LPF）LR 24dB∕Oct，85Hz*4.5=382Hz

全頻的分頻設(shè)置為:

高通濾波器（HPF）LR 24dB∕Oct，85Hz*4.5=382Hz

低通濾波器（LPF）LR 24dB∕Oct，20kHz

音箱擺放及操作步驟與例1相同。

1）在處理器中給每個(gè)輸出通道加入20ms延時(shí)（也可以是其它值）。

2）首先我們開啟中高頻通道，并利用“Delay Finder”功能找到延時(shí)，然后將這個(gè)延時(shí)值插入到參考通道，即將參考信號(hào)和測(cè)量信號(hào)同步（詳見SATlive或你所使用的其它分析軟件的用戶手冊(cè)）。

3）測(cè)量系統(tǒng)在未經(jīng)相位調(diào)整之前的幅頻響應(yīng)。最糟的情況是兩只音箱在交叉頻率處發(fā)生嚴(yán)重的抵消。

圖14 這是系統(tǒng)未經(jīng)耦合之前響應(yīng)曲線，可以看到在分頻點(diǎn)附近發(fā)生了抵消，有待優(yōu)化。

4）在處理器中將超低頻通道靜音，只開啟全頻通道。

5）測(cè)量全頻音箱的幅頻響應(yīng)和相位響應(yīng)并保存，見圖15

圖15 全頻音箱的幅頻響應(yīng)和相位響應(yīng)。

6）將全頻通道靜音，只開啟超低頻通道。

7）注意：不要再次使用“Delay Finder”（即不要將參考信號(hào)和測(cè)量信號(hào)再次進(jìn)行 同步）！要知道我們是要將超低頻和全頻進(jìn)行對(duì)比，也就是說我們要測(cè)量的就是這兩種信號(hào)的到達(dá)時(shí)間的差異，而到達(dá)時(shí)間是頻率的函數(shù)。所以不要再次在測(cè)量軟件中對(duì)參考信號(hào)加入同步延時(shí)。記住我們選擇了全頻音箱作為時(shí)間參考，因?yàn)槿�頻信號(hào)的脈沖響應(yīng)更容易捕捉。

8）測(cè)量超低頻并將測(cè)得的曲線與全頻的曲線對(duì)比。對(duì)比結(jié)果見圖16。

圖16 可以看到在分頻點(diǎn)附近，兩只音箱的相位曲線差異較大，需要進(jìn)行調(diào)整來減小它們之間的相位差來改善疊加的效果。

9）在超低頻通道中增加或減少延時(shí)，直到兩條相位曲線重疊。注意保存曲線！

本例中，并不能明顯看出應(yīng)該對(duì)超低頻通道增加還是減少延時(shí)。所以不妨都嘗試一下，看看怎樣會(huì)有最好的效果。

操作a）減小超低頻的延時(shí)，綠色曲線會(huì)向上移動(dòng)。

圖17 經(jīng)過對(duì)超低音箱的延時(shí)的調(diào)整，使得全頻音箱和超低音箱在聲學(xué)分頻點(diǎn)附近的頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)了相位的重疊。

在曲線實(shí)現(xiàn)最佳重疊時(shí)，超低頻的延時(shí)為18.270ms。我們調(diào)整延時(shí)值直到兩條相位曲線在聲學(xué)分頻點(diǎn)處重疊，這是它們?cè)诜诸l點(diǎn)處實(shí)現(xiàn)最佳的正相疊加。而在這個(gè)頻率點(diǎn)之上和之下會(huì)有相位差，我們通過與不同的延時(shí)設(shè)置的疊加效果之間的對(duì)比而對(duì)其進(jìn)行評(píng)估。

操作b）增加超低頻的延時(shí)值直到兩條相位曲線在聲學(xué)分頻點(diǎn)處的相位一致。相位在分頻點(diǎn)之上的頻率比在其之下的頻率耦合的更好。同樣，我們接下來要對(duì)結(jié)果進(jìn)行評(píng)估。

圖18 此圖中可以看到，在給超低頻通道增加延時(shí)之后，在聲學(xué)分頻點(diǎn)處及更高的頻段內(nèi)相位曲線是重疊的，但是在比分頻點(diǎn)低的頻段內(nèi)沒有重疊。

10）測(cè)量整個(gè)系統(tǒng)的幅頻響應(yīng)，并與最初的測(cè)量結(jié)果對(duì)比。如果相位已經(jīng)被正確調(diào)整，則超低頻和全頻的疊加的更好，這會(huì)反映在幅頻響應(yīng)中。

在圖19中，我們將比較兩只音箱都未經(jīng)延時(shí)的效果（紅色）和超低頻延時(shí)為20.848（綠色）及18.270時(shí)的效果（藍(lán)色）。

圖19 相比調(diào)整超低音通道延時(shí)之前，幅頻響應(yīng)經(jīng)過調(diào)整之后已經(jīng)得到明顯的改善——這種調(diào)整可以是增加延時(shí)也可以是減少延時(shí)。

我們很清楚地看到綠色和藍(lán)色的頻響曲線都有很明顯的改善。而二者之間的差別并不是很大。

11）找出最小的延時(shí)值，并從超低頻通道和中高頻通道中減去這個(gè)延時(shí)值，這樣就會(huì)有一個(gè)通道的延時(shí)為0ms。

比如我們選中了藍(lán)色曲線。全頻的延時(shí)值為20ms，超低頻的延時(shí)值為18.270ms。我們?cè)跍y(cè)量之前為了方便增加和減少延時(shí)值而設(shè)置了20ms的初始延時(shí)，在相位調(diào)整完成后我們需要減去多余的延時(shí)。即從兩個(gè)輸出通道中分別減去最小的延時(shí)值，這樣就會(huì)有一個(gè)通道的延時(shí)為0ms。

此例中，全頻通道的延時(shí)最終設(shè)置為20ms—18.270ms=1.73ms。

超低頻通道的延時(shí)最終設(shè)置為18.270ms—18.270ms=0ms。

假如我們要用其它尺寸的音箱來做這個(gè)試驗(yàn)，我們只需要算出所要模擬的音箱和測(cè)量中實(shí)際使用的音箱之間的比例。

例3真實(shí)系統(tǒng)的測(cè)量

我們?cè)诠潭ò惭b或演出工程中測(cè)量一個(gè)擴(kuò)聲系統(tǒng)時(shí)，只需要測(cè)量某一側(cè)陣列即可，麥克風(fēng)應(yīng)該置于聲源和最遠(yuǎn)的覆蓋距離的中間，當(dāng)然要確保所選測(cè)量點(diǎn)能有較好的相關(guān)性曲線。此外，還要確保麥克風(fēng)的擺放位置與觀眾區(qū)其他位置不會(huì)有太大的偏差。從測(cè)量點(diǎn)往前走或者往后走都不應(yīng)感到很明顯的差異（與音箱最近的區(qū)域另作考慮）。

還要避免地面反射在分頻點(diǎn)處造成相關(guān)性降低，這在麥克風(fēng)擺在嘜架上時(shí)很容易出現(xiàn)。

本例中，我們要對(duì)DAS Aero50線陣列音箱和DAS LX218A超低頻音箱進(jìn)行相位耦合。二者之間的聲壓差別可能會(huì)導(dǎo)致交叉頻帶變寬或變窄。本例中，二者的交叉頻帶為45Hz—125Hz。

DAS LX218A是一款自帶信號(hào)處理器（具備分頻功能和均衡功能）的有源超低頻音箱，但是我們還是要使用一臺(tái)外部處理器用以對(duì)全頻音箱進(jìn)行延時(shí)調(diào)整。在使用有源音箱時(shí)的常見錯(cuò)誤是在設(shè)置分頻點(diǎn)時(shí)將其按無源音箱對(duì)待，這樣最終的斜率就等于外部處理器的斜率加上音箱自帶的分頻器的斜率。所以，我們最終得到的斜率可能是48dB/oct而不是24dB/oct。本例中，我們并未使用外部處理器的分頻功能，而只是使用超低音箱自帶的濾波器。

DAS Aero50是一款3分頻線陣列音箱。其3個(gè)頻段的出廠延時(shí)設(shè)置已加載到外部處理器上。

操作步驟和前面兩例相同：

1）在處理器中給每個(gè)輸出通道加入20ms延時(shí)（也可以是其它值）。

2）首先我們利用“Delay Finder”功能，并根據(jù)參考信號(hào)在中高頻通道加入所需的延時(shí)，即講參考信號(hào)和測(cè)量信號(hào)同步（詳見SATlive或你所使用的其它分析軟件的用戶手冊(cè)）。

3）測(cè)量系統(tǒng)在未經(jīng)相位調(diào)整之前的幅頻響應(yīng)。最糟的情況是兩只音箱在交叉頻率處有明顯的抵消。

圖20 上圖是系統(tǒng)在未經(jīng)優(yōu)化之前的響應(yīng)曲線，可以看到在125Hz處相關(guān)性曲線出現(xiàn)了一個(gè)凹谷。這是因?yàn)槿�頻音箱和超低音箱在該頻段的聲壓大小相當(dāng)，但是由于它們之間的時(shí)間差導(dǎo)致在該頻段出現(xiàn)相位差，并導(dǎo)致了抵消。同樣的情況也會(huì)可能由于直達(dá)聲和反射聲的時(shí)間差所致。

4）在處理器中將超低頻通道靜音，只開啟全頻通道。

5）測(cè)量中全頻音箱的響應(yīng)，并保存曲線。見圖21

圖21 這是全頻音箱的響應(yīng)曲線，在這個(gè)系統(tǒng)中，全頻通道的高通頻率設(shè)置得較低。

6）將全頻通道靜音，只開啟超低頻輸出。

7）注意：不要再次使用“Delay Finder”（即不要將參考信號(hào)和測(cè)量信號(hào)再次進(jìn)行 同步）！要知道我們是要將超低頻和全頻進(jìn)行對(duì)比，也就是說我們要測(cè)量的就是這兩種信號(hào)的到達(dá)時(shí)間的差異，而到達(dá)時(shí)間是頻率的函數(shù)。所以不要再次在測(cè)量軟件中對(duì)參考信號(hào)加入同步延時(shí)。記住我們選擇了全頻音箱作為時(shí)間參考，因?yàn)槿�頻信號(hào)的脈沖響應(yīng)更容易捕捉。

8）測(cè)量超低頻的響應(yīng)，并與全頻的相位響應(yīng)對(duì)比。如圖22。

圖22 可以看到全頻音箱與超低音箱之間存在很大的相位差，在45Hz至125Hz之間聲學(xué)交叉頻段內(nèi)相位差都很大。

9）增加或減少超低頻的延時(shí)直到兩條相位曲線在分頻點(diǎn)附近重疊，見圖23。注意保存曲線。

此例中超低頻的相位曲線在通帶內(nèi)比全頻的相位曲線更陡。這說明要減小超低頻的延時(shí)直到在交叉頻帶內(nèi)相位曲線實(shí)現(xiàn)最大重疊。

當(dāng)我們減小延時(shí)時(shí)，圖22中的綠色曲線會(huì)往上移動(dòng)最終消失并從相位圖下部重現(xiàn)。我們需要記住，相位圖只顯示—180°—+180°的值。超出這一范圍的值會(huì)導(dǎo)致相位線呈“Z”字彎曲，正如圖中所見。

圖23 減小超低音通道的延時(shí)會(huì)使綠色的相位曲線往上移動(dòng)，移到最上方時(shí)曲線會(huì)消失并重新在相位顯示區(qū)的下方重新出現(xiàn)，同時(shí)相位曲線也會(huì)變得“平緩”。

10）再次測(cè)量系統(tǒng)的頻率響應(yīng)并與最初的測(cè)量結(jié)果對(duì)比。如果相位已經(jīng)被正確調(diào)整則超低頻和全頻會(huì)正相疊加，疊加的結(jié)果會(huì)反映在幅頻響應(yīng)中。

圖24中，我們比較了系統(tǒng)在相位調(diào)整前（藍(lán)色）和調(diào)整后（紅色）的疊加效果�？梢娫�先125Hz左右的抵消和相關(guān)性差的問題已經(jīng)解決。如前所述，相關(guān)性變差是因?yàn)橥�一頻率的聲波到達(dá)時(shí)間不一樣，這與反射聲的干涉相似。在加入適當(dāng)?shù)难訒r(shí)后兩個(gè)系統(tǒng)的交叉頻率的到達(dá)時(shí)間相同，相關(guān)性曲線就恢復(fù)正常了。

圖24 相位耦合之前（藍(lán)色）與耦合之后（紅色）的系統(tǒng)響應(yīng)的最比。

11）從各個(gè)輸出通道中減去最小的延時(shí)值，這樣至少有一個(gè)通道的延時(shí)為0ms。

DAS Aero 是一款三分頻無源線陣列音箱。相位耦合之后的延時(shí)設(shè)置如下：

DAS LX218A

Subwoofer: 14.458ms

DAS Aero

Low: 20ms

Mid: 25.9167ms

High: 26.0104ms

我們最終想要達(dá)到的是各個(gè)通道之間的相對(duì)延時(shí)差，因此我們要從各個(gè)通道中減去最小的延時(shí)值（本例中是14.458ms）。最終的延時(shí)設(shè)置為：

DAS LX218A

Subwoofer: 0ms

DAS Aero

Low: 5.542ms

Mid: 11.4587ms

High: 11.5524ms

在所有的設(shè)置都完成之后，再進(jìn)行一次測(cè)量以確保所有設(shè)置都是正確的。

在第一次對(duì)實(shí)際系統(tǒng)進(jìn)行調(diào)試之前，盡可能多地實(shí)踐這些調(diào)試步驟，可以利用我們所碰到的任何音箱組合來進(jìn)行調(diào)試。多進(jìn)行小型模擬系統(tǒng)的測(cè)試有助于我們熟悉調(diào)試流程，讓我們?cè)诿鎸?duì)更大的系統(tǒng)時(shí)更有信心。