今天我們所使用的音頻系統(tǒng)中，全頻音箱常常被高高吊掛起來，而超低頻音箱則擺放于地面，這會在聽眾位置產生非常明顯的相位差，這種情況下對系統(tǒng)進行相位耦合顯得尤為重要。本文主要說明其測量過程的具體步驟，首先要了解下相位的概念。

一、極性與相位

極性只有兩個值：正和負。極性不會隨頻率而改變，但有時會因為接錯音箱線而被意外改變，當然也有可能是在焊接信號線時將端子2和端子3接反，又或者是在信號處理器中錯誤地將某一頻段的信號極性設置反了。也有一些時候，極性可能會被故意改變，例如當我們使用被動分頻濾波器的時候。

相位則可以是以度為單位的任何值——連續(xù)的值。要知道某只音箱的相位響應，我們需要進行相位測量。

本文中的測量都是使用SATLive進行的。每張圖的下半部顯示的是相位曲線，上半部則顯示幅頻響應曲線。圖1中的藍線顯示的是一個典型的超低音箱的相位響應，綠線是改變其極性之后的相位響應，可以很清楚的看到所有頻率處都有180°的相位差。

圖1極性相反的兩條相位曲線的對比

對音響系統(tǒng)進行相位測量，并將測量結果保存作為參考，這樣做有利于安裝系統(tǒng)后的極性校正工作。由于我們只是為了對比，所以測量位置只要是可重復的就可以了。例如可將麥克風置于音箱中心正前方貼近面網的位置。這是一個易于重復的測量位置，而且測量結果不易受環(huán)境噪聲的污染。

二、是什么改變相位？

1）對于一個音響系統(tǒng)，其幅頻響應的任何改變都會對相位響應產生影響。例如，在系統(tǒng)中加入均衡時，相位曲線也會隨之改變。圖2 反映的是在處理器中對高頻段加入一個貝爾型濾波器的結果。濾波器的中心頻率為5.4kHz，帶寬為0.42 Oct，增益為+10dB。由此導致相位曲線的改變?yōu)橹行念l率之前上升，在此之后下降。

圖2 圖中綠色曲線顯示了貝爾型濾波器對相位響應的影響

由于均衡會影響相位響應，所以一旦相位耦合完成之后，就不要再對處理器的輸出通道加入均衡，尤其是在分頻點附近。否則我們要在均衡之后重新進行相位測量，進而調整（超低音箱和全頻音箱的）相位響應之間的關系，這也是我們加入延時所要達到的目的。而對輸入信號進行均衡（如在處理器上調整或調整圖示均衡器或在使用調音臺上的均衡）則不會影響到相位耦合，因為這些都是在分頻之前進行的。

2）在處理器中給某個通道加入延時，或者將音箱往后移動（比如將超低音箱移到離測量麥克風更遠的位置）會對相位響應造成同樣的影響。圖3顯示的是給全頻音箱加入延時對其相位響應造成的影響。藍色線表示加入延時之前的響應，綠色線是加入0.0313ms（Δτφ=0.0313ms）延時之后得到的結果。相位的增量（Δφ°）可以應用公式Δφ°=360f*Δτφ計算得到。

可以很清楚地看到，相位是隨著頻率而改變的并且是延時值的函數(shù)。由于是對整個頻段加入延時，所以頻率越高，或者說周期越小，相位的增量就越大，圖3中顯示了相位差隨著頻率的升高而增大。

圖3 加入延時后，高頻的相位響應受到了較大的影響，因為相對于低頻來說，同樣的延時值對于高頻造成的相位偏移的度數(shù)更大。

同樣的情況也會發(fā)生在超低音箱上。圖4中藍色線表示一個雙18”超低音箱的相位響應，綠色線反映了將音箱向后移動1.7米（約5.6英尺）所造成的影響。延時（此例中為物理延時）增加了通帶內相位曲線的斜率。同樣，頻率越高影響越大。

圖4 和加入延時一樣，音箱物理位置的移動也會影響相位。藍色線是音箱在初始位置時的響應，綠色線是將超低音箱向后移動1.7米之后的相位曲線。

3）分頻濾波器的類型改變也會對相位造成影響。因為不同的濾波器類型，以及各自選定的斜率不同，都會對相位產生不一樣的影響。圖5分別顯示了Linkwitz-Riley和Bessel高通濾波器的相位響應，兩個濾波器斜率都設為24dB且低切頻率也相同。

圖5 在處理器中改變?yōu)V波器類型，對幅頻響應和相位響應都會產生影響。上圖顯示了一個24dB/oct L-R高通濾波器（藍色）和一個24dB/oct Bessel（綠色）高通濾波器的效果，兩個濾波器的低切頻率一樣（1410Hz）。

三、相位耦合是什么？

我們之所以進行相位耦合，是為了實現(xiàn)超低音箱和全頻音箱之間的疊加以達到最大的聲壓級，或者說避免分頻點附近的頻率抵消（不論是部分抵消還是完全抵消）。為了達到這個目標，我們要將相位曲線調整到重疊。

有時候相位曲線能達到完全的重疊，有時候卻不能完全重疊——就像本文中的例子一樣，但是相比未經相位調整的系統(tǒng)來說，總會有一定的改善。在所有的調整工作完成之后，我們需要做一個最終的頻響測試，通過與相位耦合之前的曲線比較我們就能發(fā)現(xiàn)哪些地方得到了改善。

有時候僅僅通過延時并不能達到相位曲線完全重合，我們可以使用處理器中的相位濾波器進行進一步的調整。然而，為了易于理解，本文中的例子只使用了延時。

四、相關性曲線

基于快速傅里葉變換的測量系統(tǒng)還可以顯示一條可以代表測量數(shù)據可靠性的曲線，即相關性曲線。很多時候相關性曲線在部分頻段的值很低（取值在0—1之間，或0%—100%之間，依不同的測量系統(tǒng)而不同）。這說明所測的曲線在該頻段的幅頻響應和相位響應是不可信的。

導致相關性曲線差的原因主要有兩個：

1)參考信號與測量信號之間不同步

我們很容易檢查出這個問題——如果我們在測量之前沒有使用SATlive的“DelayFinder” 功能（或其它測量系統(tǒng)的對應功能）對測量信號進行同步的話。這時高頻部分的曲線的相關性很差，如圖6。

圖6在SATLive中，相關性的取值范圍是0-1。可以使用TraceManager(曲線管理)功能儲存和加載相關性曲線，它會在顯示區(qū)域以更細的藍色線顯示。

2）反射

反射會降低某些頻段的的曲線的相關性，這些頻段上的測量結果也是不可信的。如果想測量這些相關性較差的頻段，我們可以改變麥克風的位置。當我們要調整相位時，我們就要通過相關性曲線來判斷哪些頻段的測量結果是可靠的，哪些頻段受到了反射和混響的干擾。

例１“小型模擬系統(tǒng)測量示例：超低頻音箱和全頻音箱有交叉頻率”

實際情形中的調試工作通常時間緊迫而且現(xiàn)場環(huán)境也遠非理想，因此在第一次實際運用之前，做一個小型模擬系統(tǒng)的示例測量有助于我們熟悉測量流程的操作。

在此我們假設你已經知道如何使用測量系統(tǒng)進行傳輸函數(shù)的測量，而且你所采用的測量系統(tǒng)是符合要求的。

為了實現(xiàn)參考信號和測量信號的同步，我們需要測量系統(tǒng)的脈沖響應。由于高頻的的脈沖響應更容易測得，所以我們先測量全頻音箱對測量信號和參考信號進行同步。

調試中會發(fā)現(xiàn)，有時要對低頻加入延時使低音“后移”，然而當我們需要將低音“前移”時，我們就要對低頻加入“負延時”。然而“負延時”在處理器中無法實現(xiàn)，因此我們對所有音箱設置一個初始延時，這樣就能根據需要在初始延時基礎上增加或減少延時。當完成調整之后，在將所有多余的延時去掉，正如示例中所做的。

下面，我們模擬一個由18”超低頻音箱和全頻音箱組成的系統(tǒng)進行測量。

實際系統(tǒng)中超低音箱的分頻設置如下:

高通濾波器（HPF）LR 24dB∕Oct，30Hz

低通濾波器（LPF）LR 24dB∕Oct，85Hz

全頻音箱的實際分頻設置如下：

高通濾波器（HPF）LR 24dB∕Oct，50Hz

低通濾波器（LPF）LR 24dB∕Oct，20KHz

我們在此使用4”的小音箱做模擬的測試，只是為了熟悉相位調整的操作步驟。由于使用的是4”的音箱在聲學上模擬一個實際的系統(tǒng)，因此我們要將系統(tǒng)的分頻頻率按比例放大。

為此我們將分頻頻率乘以實際系統(tǒng)與模擬系統(tǒng)的比率——即乘以18”∕4”=4.5。

重新得到這個縮小的模擬系統(tǒng)的分頻頻率如下：

縮小的模擬超低音箱頻率：

高通濾波器（HPF）LR 24dB∕Oct，30Hz×4.5=135Hz

低通濾波器（LPF）LR 24dB∕Oct，85Hz×4.5=382Hz

縮小的模擬中高頻音箱頻率：

高通濾波器（HPF）LR 24dB∕Oct，50Hz×4.5=225Hz

低通濾波器（LPF）LR 24dB∕Oct，20KHz

中高頻的高頻上限依然是20kHz，因為在20kHz以上是超聲的頻段。

測量所選用的音箱是兩只DAS Arco 4，其中一只橫放于地面作為超低音箱。另一只要擺得更高，并且在超低音箱之后15cm（6”）的位置，如圖7所示。麥克風放置于地面距離模擬的超低音箱前方90cm（3”）的位置。

圖7例一和例二中的模擬測量系統(tǒng)的構造側視圖

為了更好地觀察耦合之后的相位和未經耦合的相位之間的差別，我們建議將超低音箱和中高頻音箱的交叉頻率的聲壓設置相同，此例中交叉頻率為225Hz —382Hz。

測量步驟如下：

1) 在處理器的各路輸出通道加入20ms的初始延時（這個取值是隨機的，也可設置為其它值）。

2）首先我們只開啟全頻通道，并利用SATLive中的“Delay Finder”功能找到參考通道信號和測量通道信號之間的時間差，并將這一延時值插入到參考通道，由此實現(xiàn)參考信號和測量信號的同步（詳見SATlive或你所使用的其它測量軟件的用戶手冊）。

3）測量系統(tǒng)的幅頻響應，此時系統(tǒng)是未經相位調整的。最糟的情況是在兩只音箱的交叉頻率處出現(xiàn)嚴重的抵消。測量結果見圖8。

圖8這里的幅頻響應曲線就是我們要加以改善的。在400Hz處發(fā)生了頻率抵消，正好是在兩只音箱交叉頻帶范圍內。

4）在處理器中將超低通道靜音，只開啟全頻通道。

5）測量全頻音箱的頻響曲線和相位曲線并保存，見圖9。

圖9全頻音箱的幅頻響應和相位響應

6）將全頻通道靜音，只開啟超低通道。

7）注意：不要再次使用“Delay Finder”（即不要將再次將參考信號和測量信號同步）。要知道我們是要比較超低音箱和中高頻音箱的相位響應，即我們要測量的是兩個通道不同信號的到達時間的差異，到達時間是頻率的函數(shù)。因此不要在測量軟件上再次改變參考信號的同步延時。記住我們是使用全頻音箱作為時間參考，因為全頻的信號脈沖更易于捕捉。

8）測量超低音箱的相位曲線，并將之與全頻音箱的曲線對比。如圖10。

圖10.測量結果顯示了超低音箱和全頻音箱在交叉頻帶內(200Hz-400Hz)的相位差。這就解釋了為什么在兩只音箱的交叉頻帶內沒有明顯的疊加，反而在400Hz附近還發(fā)生了抵消。

9）在超低頻輸出通道上增加或減少延時，直到分頻點附近區(qū)域的相位曲線重疊。注意保存曲線！

兩條曲線中斜度比較陡的就是延時比較多的。因此很容易看出，我們要將綠色曲線的延時減少，也就是減少超低頻通道的延時。由于我們一開始在所有通道上都加入了20ms的初始延時，因此我們可以在此基礎上減小延時。

減小超低頻通道的延時，綠色曲線的斜度會減小，同時會向上移動，最終兩條曲線會在相當寬的頻帶上重疊。

圖11 經過相位耦合之后的全頻音箱與超低音箱的響應曲線�？梢钥吹皆趦芍灰粝涞慕徊骖l帶內，相位曲線幾乎實現(xiàn)了全部重疊。

調整好的超低頻通道的延時為18.666ms。從150Hz到400Hz范圍內，兩條相位曲線重疊，也就是說它們在交叉頻段上相位一致。

可見在對比兩條相位曲線并想要減小它們之間的相位差時，我們要記住，斜度比較大的說明聲音到達更遲，因此要減小延時。而斜度比較小的說明聲音到達的早，需要增加延時。

本例中要記住的是，超低音箱在位置上比中高頻音箱跟靠前，所以我們可能會錯誤地認為超低音箱需要更多的延時。要知道濾波器會改變相位，因此我們無法預判要增加還是減少延時，只有測量之后才能判斷。讓我們看看假設我們不是減小而是增加超低頻的延時會發(fā)生什么。

我們在超低頻通道增加延時，直到相位曲線出現(xiàn)最大重疊，如圖12。此時超低頻的延時為22.276ms。兩條相位曲線在250—300Hz范圍內重疊，這個頻帶非常窄。250Hz以下，藍色相位曲線在綠色線之下，而高于300Hz時，綠色曲線又在藍色線之下，就是說他們之間有相位差。

圖12 在本例中，給超低音通道加延時很難實現(xiàn)在整個交叉頻段內實現(xiàn)重疊。

10）測量系統(tǒng)的幅頻響應并與最初的測量結果對比。如果相位已經被正確調整，超低頻和全頻就會產生正向疊加，這會反映在幅頻響應中。

在圖13中，我們可以比較未經相位調整的系統(tǒng)（紅線）和超低頻加入22.2766ms（綠線）及18.666ms（藍線）。

圖13 在本例中，在超低通道減掉延時實現(xiàn)了兩只音箱的最優(yōu)疊加

可以很清晰地看到超低頻的延時為18.666ms時疊加的效果最好。

11）分別在超低頻通道中和全頻通道中減去二者之中較小的延時值。這樣較小延時值的輸出通道的延時就變成0ms。

此例中全頻通道的延時為20ms，超低頻通道延時為18.666ms。測量之前我們隨機設置了20ms的初始延時，這是為了能在此基礎上增加或減少延時。當相位調整完成后，就不再需要過量的延時，所以在兩個通道中減去二者之中較小的延時值。使得較小延時值的輸出通道的延時為0ms。

最終，中高頻通道的延時設置為：20ms—18.666ms=1.334ms。

超低頻通道的延時為：18.666ms—18.666ms=0ms。

例2模擬系統(tǒng)測量：超低頻音箱和全頻音箱在同一頻率點分頻（無交叉頻段）

在一個實際的系統(tǒng)中，假設超低頻音箱的分頻設置為：

高通濾波器（HPF）LR 24dB∕Oct，30Hz

低通濾波器（LPF）LR 24dB∕Oct，85Hz

全頻的分頻設置為：

高通濾波器（HPF）LR 24dB∕Oct，85Hz

低通濾波器（LPF）LR 24dB∕Oct，20kHz

而在我們的模擬系統(tǒng)中，超低頻的分頻設置為：

高通濾波器（HPF）LR 24dB∕Oct，30Hz*4.5=135Hz

低通濾波器（LPF）LR 24dB∕Oct，85Hz*4.5=382Hz

全頻的分頻設置為:

高通濾波器（HPF）LR 24dB∕Oct，85Hz*4.5=382Hz

低通濾波器（LPF）LR 24dB∕Oct，20kHz

音箱擺放及操作步驟與例1相同。

1）在處理器中給每個輸出通道加入20ms延時（也可以是其它值）。

2）首先我們開啟中高頻通道，并利用“Delay Finder”功能找到延時，然后將這個延時值插入到參考通道，即將參考信號和測量信號同步（詳見SATlive或你所使用的其它分析軟件的用戶手冊）。

3）測量系統(tǒng)在未經相位調整之前的幅頻響應。最糟的情況是兩只音箱在交叉頻率處發(fā)生嚴重的抵消。

圖14 這是系統(tǒng)未經耦合之前響應曲線，可以看到在分頻點附近發(fā)生了抵消，有待優(yōu)化。

4）在處理器中將超低頻通道靜音，只開啟全頻通道。

5）測量全頻音箱的幅頻響應和相位響應并保存，見圖15

圖15 全頻音箱的幅頻響應和相位響應。

6）將全頻通道靜音，只開啟超低頻通道。

7）注意：不要再次使用“Delay Finder”（即不要將參考信號和測量信號再次進行 同步）！要知道我們是要將超低頻和全頻進行對比，也就是說我們要測量的就是這兩種信號的到達時間的差異，而到達時間是頻率的函數(shù)。所以不要再次在測量軟件中對參考信號加入同步延時。記住我們選擇了全頻音箱作為時間參考，因為全頻信號的脈沖響應更容易捕捉。

8）測量超低頻并將測得的曲線與全頻的曲線對比。對比結果見圖16。

圖16 可以看到在分頻點附近，兩只音箱的相位曲線差異較大，需要進行調整來減小它們之間的相位差來改善疊加的效果。

9）在超低頻通道中增加或減少延時，直到兩條相位曲線重疊。注意保存曲線！

本例中，并不能明顯看出應該對超低頻通道增加還是減少延時。所以不妨都嘗試一下，看看怎樣會有最好的效果。

操作a）減小超低頻的延時，綠色曲線會向上移動。

圖17 經過對超低音箱的延時的調整，使得全頻音箱和超低音箱在聲學分頻點附近的頻帶內實現(xiàn)了相位的重疊。

在曲線實現(xiàn)最佳重疊時，超低頻的延時為18.270ms。我們調整延時值直到兩條相位曲線在聲學分頻點處重疊，這是它們在分頻點處實現(xiàn)最佳的正相疊加。而在這個頻率點之上和之下會有相位差，我們通過與不同的延時設置的疊加效果之間的對比而對其進行評估。

操作b）增加超低頻的延時值直到兩條相位曲線在聲學分頻點處的相位一致。相位在分頻點之上的頻率比在其之下的頻率耦合的更好。同樣，我們接下來要對結果進行評估。

圖18 此圖中可以看到，在給超低頻通道增加延時之后，在聲學分頻點處及更高的頻段內相位曲線是重疊的，但是在比分頻點低的頻段內沒有重疊。

10）測量整個系統(tǒng)的幅頻響應，并與最初的測量結果對比。如果相位已經被正確調整，則超低頻和全頻的疊加的更好，這會反映在幅頻響應中。

在圖19中，我們將比較兩只音箱都未經延時的效果（紅色）和超低頻延時為20.848（綠色）及18.270時的效果（藍色）。

圖19 相比調整超低音通道延時之前，幅頻響應經過調整之后已經得到明顯的改善——這種調整可以是增加延時也可以是減少延時。

我們很清楚地看到綠色和藍色的頻響曲線都有很明顯的改善。而二者之間的差別并不是很大。

11）找出最小的延時值，并從超低頻通道和中高頻通道中減去這個延時值，這樣就會有一個通道的延時為0ms。

比如我們選中了藍色曲線。全頻的延時值為20ms，超低頻的延時值為18.270ms。我們在測量之前為了方便增加和減少延時值而設置了20ms的初始延時，在相位調整完成后我們需要減去多余的延時。即從兩個輸出通道中分別減去最小的延時值，這樣就會有一個通道的延時為0ms。

此例中，全頻通道的延時最終設置為20ms—18.270ms=1.73ms。

超低頻通道的延時最終設置為18.270ms—18.270ms=0ms。

假如我們要用其它尺寸的音箱來做這個試驗，我們只需要算出所要模擬的音箱和測量中實際使用的音箱之間的比例。

例3真實系統(tǒng)的測量

我們在固定安裝或演出工程中測量一個擴聲系統(tǒng)時，只需要測量某一側陣列即可，麥克風應該置于聲源和最遠的覆蓋距離的中間，當然要確保所選測量點能有較好的相關性曲線。此外，還要確保麥克風的擺放位置與觀眾區(qū)其他位置不會有太大的偏差。從測量點往前走或者往后走都不應感到很明顯的差異（與音箱最近的區(qū)域另作考慮）。

還要避免地面反射在分頻點處造成相關性降低，這在麥克風擺在嘜架上時很容易出現(xiàn)。

本例中，我們要對DAS Aero50線陣列音箱和DAS LX218A超低頻音箱進行相位耦合。二者之間的聲壓差別可能會導致交叉頻帶變寬或變窄。本例中，二者的交叉頻帶為45Hz—125Hz。

DAS LX218A是一款自帶信號處理器（具備分頻功能和均衡功能）的有源超低頻音箱，但是我們還是要使用一臺外部處理器用以對全頻音箱進行延時調整。在使用有源音箱時的常見錯誤是在設置分頻點時將其按無源音箱對待，這樣最終的斜率就等于外部處理器的斜率加上音箱自帶的分頻器的斜率。所以，我們最終得到的斜率可能是48dB/oct而不是24dB/oct。本例中，我們并未使用外部處理器的分頻功能，而只是使用超低音箱自帶的濾波器。

DAS Aero50是一款3分頻線陣列音箱。其3個頻段的出廠延時設置已加載到外部處理器上。

操作步驟和前面兩例相同：

1）在處理器中給每個輸出通道加入20ms延時（也可以是其它值）。

2）首先我們利用“Delay Finder”功能，并根據參考信號在中高頻通道加入所需的延時，即講參考信號和測量信號同步（詳見SATlive或你所使用的其它分析軟件的用戶手冊）。

3）測量系統(tǒng)在未經相位調整之前的幅頻響應。最糟的情況是兩只音箱在交叉頻率處有明顯的抵消。

圖20 上圖是系統(tǒng)在未經優(yōu)化之前的響應曲線，可以看到在125Hz處相關性曲線出現(xiàn)了一個凹谷。這是因為全頻音箱和超低音箱在該頻段的聲壓大小相當，但是由于它們之間的時間差導致在該頻段出現(xiàn)相位差，并導致了抵消。同樣的情況也會可能由于直達聲和反射聲的時間差所致。

4）在處理器中將超低頻通道靜音，只開啟全頻通道。

5）測量中全頻音箱的響應，并保存曲線。見圖21

圖21 這是全頻音箱的響應曲線，在這個系統(tǒng)中，全頻通道的高通頻率設置得較低。

6）將全頻通道靜音，只開啟超低頻輸出。

7）注意：不要再次使用“Delay Finder”（即不要將參考信號和測量信號再次進行 同步）！要知道我們是要將超低頻和全頻進行對比，也就是說我們要測量的就是這兩種信號的到達時間的差異，而到達時間是頻率的函數(shù)。所以不要再次在測量軟件中對參考信號加入同步延時。記住我們選擇了全頻音箱作為時間參考，因為全頻信號的脈沖響應更容易捕捉。

8）測量超低頻的響應，并與全頻的相位響應對比。如圖22。

圖22 可以看到全頻音箱與超低音箱之間存在很大的相位差，在45Hz至125Hz之間聲學交叉頻段內相位差都很大。

9）增加或減少超低頻的延時直到兩條相位曲線在分頻點附近重疊，見圖23。注意保存曲線。

此例中超低頻的相位曲線在通帶內比全頻的相位曲線更陡。這說明要減小超低頻的延時直到在交叉頻帶內相位曲線實現(xiàn)最大重疊。

當我們減小延時時，圖22中的綠色曲線會往上移動最終消失并從相位圖下部重現(xiàn)。我們需要記住，相位圖只顯示—180°—+180°的值。超出這一范圍的值會導致相位線呈“Z”字彎曲，正如圖中所見。

圖23 減小超低音通道的延時會使綠色的相位曲線往上移動，移到最上方時曲線會消失并重新在相位顯示區(qū)的下方重新出現(xiàn)，同時相位曲線也會變得“平緩”。

10）再次測量系統(tǒng)的頻率響應并與最初的測量結果對比。如果相位已經被正確調整則超低頻和全頻會正相疊加，疊加的結果會反映在幅頻響應中。

圖24中，我們比較了系統(tǒng)在相位調整前（藍色）和調整后（紅色）的疊加效果。可見原先125Hz左右的抵消和相關性差的問題已經解決。如前所述，相關性變差是因為同一頻率的聲波到達時間不一樣，這與反射聲的干涉相似。在加入適當?shù)难訒r后兩個系統(tǒng)的交叉頻率的到達時間相同，相關性曲線就恢復正常了。

圖24 相位耦合之前（藍色）與耦合之后（紅色）的系統(tǒng)響應的最比。

11）從各個輸出通道中減去最小的延時值，這樣至少有一個通道的延時為0ms。

DAS Aero 是一款三分頻無源線陣列音箱。相位耦合之后的延時設置如下：

DAS LX218A

Subwoofer: 14.458ms

DAS Aero

Low: 20ms

Mid: 25.9167ms

High: 26.0104ms

我們最終想要達到的是各個通道之間的相對延時差，因此我們要從各個通道中減去最小的延時值（本例中是14.458ms）。最終的延時設置為：

DAS LX218A

Subwoofer: 0ms

DAS Aero

Low: 5.542ms

Mid: 11.4587ms

High: 11.5524ms

在所有的設置都完成之后，再進行一次測量以確保所有設置都是正確的。

在第一次對實際系統(tǒng)進行調試之前，盡可能多地實踐這些調試步驟，可以利用我們所碰到的任何音箱組合來進行調試。多進行小型模擬系統(tǒng)的測試有助于我們熟悉調試流程，讓我們在面對更大的系統(tǒng)時更有信心。